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（OA 自动化）电气自动化毕业论文全文 01 毕业论文 题目： 电气自动化毕业论文 单片开关电源及 PCB 设计 系： 电气与信息工程系 目录 摘要……………………………………………………………………………………I Abstract………………………………………………………………………………… II 1 章绪论……………………………………………………………………………1 1．1 概述…………………………………………………………………………… 1 1．2 开关电源的发展简况………………………………………………………… 1 1．3 开关电源的发展的新趋势………………………………………………………… 2 2 章方案论证………………………………………………………………………… 3 2． 1 概 述………………………………………………………………………………3 2． 2 系 统 总 体 框 图……………………………………………………………………3 2． 3 工 作 原 理…………………………………………………………………………3 2．3．1TOPSwitch-II 的结构及工作原理……………………………………… 3 2．3．2 单片开关电源电路基础原理…………………………………………5 3 章单片开关电源的设计…………………………………………………………… 7 3．1 概述……………………………………………………………………………… 7 3．2 单片开关电源参数的设计……………………………………………………… 7 3．3 单片开关电源中电子元器件的选择………………………………………… 15 3．3．1 选择钳位二极管和阻塞二极管……………………………………15 3．3．2 输出整流管的选取…………………………………………………18 3．3．3 输出滤波电容的选取………………………………………………19 3．3．4 反馈电路中整流管的选取…………………………………………20 3．3．5 反馈滤波电容的选取………………………………………………20 3．3．6 控制端电容及串联电阻的选择……………………………………20 3．3．7TL431 型可调式精密并联稳压器的选择…………………………20 3．3．8 光耦合器的选择……………………………………………………21 3．3．9 自恢复保险丝的选择………………………………………………23 3．4 单片开关电源保护电路的设计………………………………………………24 3．4．1 输出过电压保护电路的设计………………………………………24 3．4．2 输入欠电压保护电路的设计………………………………………25 3．4．3 软启动电路的设计…………………………………………………26 3．4．4 电压及电流控制环电路的设计……………………………………26 3．4．5 无损缓冲电路………………………………………………………28 3．4．6 采用继电器保护的限流保护电路…………………………………28 3．4．7IGBT 驱动电路………………………………………………………29 3．5 电磁干扰滤波器的设计……………………………………………………… 29 3．5．1 开关电源电磁干扰产生的机理……………………………………30 3．5．2 开关电源 EMI 的特点………………………………………………30 3．5．3EMI 测试技术………………………………………………………30 3．5．4 抑制干扰的措施……………………………………………………31 3．5．5 电磁干扰滤波器的构造原理………………………………………33 3．5．6 电磁干扰滤波器的基本电路及典型应用…………………………33 3．5．7EMI 滤波器在开关电源中的应用…………………………………34 4 章 PCB 电磁兼容性设计…………………………………………………………… 36 4．1 概述…………………………………………………………………………… 36 4．2PCB 上元器件布局…………………………………………………………37 4．3PCB 布线……………………………………………………………………38 4．4PCB 板的地线设计…………………………………………………………46 4．5 模拟数字混合线路板的设计………………………………………………… 48 4．6PCB 设计时的电路措施……………………………………………………49 5 章单片开关电源印制线路板的设计……………………………………………… 51 5．1 概述…………………………………………………………………………… 51 5．2Protel99 简介………………………………………………………………… 52 5．3 印制线路板的设计……………………………………………………………52 5．3．1 设计印制线路板的条件……………………………………………52 5．3．2 设计印制板的步骤…………………………………………………53 5．3．3 元件布局……………………………………………………………53 5．3．4 布线…………………………………………………………………53 5．4 单片开关电源印制线路板的设计…………………………………………… 55 5．4．1 单片开关电源原理总图……………………………………………55 5．4．2 单片开关电源 PCB 设计图…………………………………………55 结束语…………………………………………………………………………………… 56 参考文献………………………………………………………………………………… 57 致谢…………………………………………………………………………………59 附录…………………………………………………………………………………60 单片开关电源及 PCB 设计 摘要：电力电子技术已发展成为一门完整的、自成体系的高科技技术，电力电子技术的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。电源技术主要是为信息产业服务的，信息技术的发展又对电源技术提出了更高的要求，从而促进了电源技术的发展，两者相辅相成才有了现今蒸蒸日上的信息产业和电源产业。从日常生活到最尖端的科学不能离开电源技术的参与和支持，而电源技术和产业对提高一个国家劳动生产率的水平，即提高一个国家单位能耗的产出水平，具有举足轻重的作用。在这方面我国与世界先进国家的差距很大，作为一个电源工作者，不仅要设计出国际或国内先进的电源，还要考虑到电源的适应性以及电源的成本。只有具有先进性能的电源，加上合理的制作成本，才能使我国的电源产业赶超发达国家。这里着重介绍了基于 TOP252Y 的单片开关电源，通过运用先进的电力电子技术等技术，实现了将普通市电转化为稳定地电压电流输出。首先介绍开关电源的含义，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制 IC 和 MOSFET 构成。随着各种各样电器的出现以及升级，它们都需要一个稳定的电源，本文系统介绍了一种较为实惠又很先进的稳压稳流输出单片开关电源。 关键词：单片开关电源;反激式；脉宽调制。 ThedesignofSingle-chipSwitchingPowerSupplyandi t’sPCB Abstract：hisrespect,ourcountryandd evelopedcountryhaveverygreatdisparity.Asapowerworker,notonlydesignthe internationalordomesticadvancedpowersupply,butalsoconsidertheadaptabi lityandcostofthepowersupply.Onlytheadvancedandlow-pricedpowersupplyco uldmakethepowerindustryofourcountrycatchupwiththedevelopedcountry.Her e,IwillintroducetheSingle-ChipSwitchingPowerSupplywhichbasedontheTOP2 52Y,byusingthetechnology,suchasadvancedelectricandelectronictechnolog y,itturnstheordinaryelectricityintothesteadilyvoltageandcurrentoutput.A tfirst,IwillintroducethemeaningoftheSwitchModePowerSupply,theSwitchMo dePowerSupplyisaPowersupplywhichutilizingmodernelectricandelectronict echnology,controllingthetimerateoftheON/OFFoftheswitchtransistor,andk eepingthevoltageoutputsteadily,theswitchpowerisgenerallymadeupwithPWM ICandMOSFET[20].Withtheappearanceandupgradingofvariouselectricapparatus es,allofthemneedonesteadypowersupply,thistextsystematicallyintroduces akindofmoreadvancedandverymorelow-pricedsinglesliceofSwitchModePowerS upplywhichhassteadilyvoltageandcurrentoutput. Keywords:single-chipswitchingpowersupply;flyback;PWM. 第 1 章绪论 1.1 概述 电源历来是各种电子设备中必不可少的组成部分，其性能优劣必然的联系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。开关电源（SwitchingPowerSupply）自问世以来，就以其稳定、高效、节能等优良性能而成为稳压电源的基本的产品。而高度集成化的单片开关电源，更是因其超高的性价比、简单的外围电路、小体积与重量和无低频变压器隔离方式等优势而成为稳压电源中的佼佼者，是设计开发各种高效率中、小功率开关电源的优势器件。随着生产、生活中自动化程度的逐步的提升，开关电源也朝着智能化方向发展，由微控制器控制的开关电源将单片开关电源与单片机控制相结合，更加体现了开关电源的可靠性和灵活性。在 21 世纪，随着各种不同的单片开关电源芯片及其电路拓扑的应用和推广，单片开关电源越来越体现出巨大的实用价值和美好前景。 1.2 开关电源的发展简况 开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展趋势，现在已经成为稳压电源的主流产品。近 20 多年来，集成开关电源沿着下述两个方向持续不断的发展。第一个方向是对开关电源的核心单元——控制电路实现集成化。1997 年国外首先研制成脉宽调制（PWM）控制器集成电路，美国摩托罗拉公司、硅通用公司（SiliconGeneral）、尤尼特德公司（Unitrode）等相继推出一批 PWM 芯片，典型产品有 MC3520、SG3524、UC3842。90 年代以来，国外又研制出开关频率达 1MHz 的高速 PWM、PFM（脉冲频率调制）芯片，典型产品如 UC1825、UC1864。第二个方向则是对中，小功率开关电源实现单片集成化。这大致分两个阶段：80 年代初意－法半导体有限公司（SGS－Thomson）率先推出 L4960 系列单片开关式稳压器。该公司于 90 年代又推出了 L4970A 系列。其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中，使用时需配工频变压器与电网隔离，适于制作低压输出（5.1～40V）、大中功率（400W 以下）、大电流（1.5A～10A）、高效率（可 超过 90%）的开关电源。但从本质上讲，它仍属 DC/DC 电源变换器[17]。 1994 年，美国 PI 公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单片开关电源，被人们誉为“顶级开关电源”。其第一代产品为 TOPSwitch 系列，第二代产品则是 1997 年问世的 TOPSwitch-II 系列。该公司于 1998 年又推出了高效、小功率、低价格的四端单片开关电源 TinySwitch 系列。在这之后，Motorola 公司于 1999 年又推出 MC33370 系列五端单片开关电源，亦称高压功率开关调节器（HighVoltagePowerSwitchingRegulator）。目前，单片开关电源已形成四大系列、近 70 种型号的产品。 1.3 开关电源的发展的新趋势 1955 年美国罗耶（GH·Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957 年美国查赛（JenSen)发明了自激式推挽双变压器，1964 年美国科学家们提出取消低频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了 1969 年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了 25 千赫的开关电源。 目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被大范围的应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设施等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业快速的提升必不可少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的 100kHz、用 MOS－FET 制成的 500kHz 电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提升。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大幅度的降低电源本身的可靠性。 其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用 R-C 或 L-C 缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对 1MHz 以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式 称为谐振式开关。 目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这样的形式不需要大幅度提升开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆 Hz 的变换器的实用化研究。 我们这次毕业设计主要是研究 TOPSwitch-II 开关电源和相关的 PCB 设计制作，力图使电路简单且易于调试，尽最大可能的方便用户的使用。在本次设计中，我们要掌握电路设计的基本方法和步骤，学会用计算机专用软件（Protel99）绘制电路原理图和设计制作印制线路板图，掌握标准化制图的基本规则，将理论和实践相结合，提高独立分析能力和解决实际问题的能力，为我们毕业后走上工作岗位打下一个良好的基础。 第 2 章方案论证 2.1 概述 总系统以 TOPSwitch-II 芯片为核心，顺序流程连接各个功能模块，完成了将普通市电转化成所需要的稳定电流和电压。 2.2 系统总体框图 2.1 系统总体框图 2.1 是本开关电源结构框图，图中显示了主要电路模块，其中开关占空比控制 电路是基于 TOPSwitch-II 型芯片的控制电路[1]。 2.3 工作原理 2.3.1TOPSwitch-II 的结构及工作原理 TOPSwitch-II 器件为三端隔离反激式脉宽调制单片开关电源集成电路，但与 其第一代产品相比，它不仅在性能上有进一步改善，而且输出功率有显著提高， 现在已经成为国际上开发中、小功率开关电源及电源模块的优选集成电路。 TOPSwitch-II 的管教排列图如图 2.2 所示，它有三种封装形式。其中 TO-220 封装自带小散热片，属典型的三端器件，本文主要是采用此种封装形式的芯片。此 外还有 DIP-8 封装和 SMD-8 封装，它们都有 8 个管脚，但均可简化成 3 个，两者 区别是 DIP-8 可配 8 脚 IC 插座，SMD-8 则为表面贴片，后者不许打孔焊接。 2.2TOPSwitch-II 的管教排列图 TOPSwitch-II 的三个管脚分别为控制信号输入端 C（CONTROL）、主电源输入 D（DRAIN）、电源公共端 S（SOURCE），其中 S 端也是控制电路的基准点。它将脉宽调制（PWM）控制管理系统的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II 的内部框图如图 2.3 所示。最重要的包含 10 部分：控制电压源；带隙基准电压源；振荡器；并联调整器/误差放大器；脉宽调制器；门驱动级和输出级；过电流保护电路；过热保护及上电复位电路；高压电流源。图中 Zc 为控制端的动态阻抗，RE 是误差电压检测电阻 RA 与 CA 构成截止频率为 7kHZ 的低通滤波器。 TOPSWitch-II 的基本工作原理是利用反馈电流 Ic 来调节占空比 D，达到稳 压目的。举例说明，当输出电压 Uo 上升时，经过光耦反馈电路使得 Ic 上升，从 而使得 D 下降，Uo 也随之下降，最终使 Uo 不变。 TOPSwitch-II 器件开关频率高，典型值为 100kHz，允许范围为 90-110kHz， 开关管占空比由 C 脚电流以线性比例控制。电路启动时，由漏极经内部高压电流 源为 C 脚提供工作电压 Vc。（实际电路中 C 脚外部应接入电容，以电容的充电过 程控制 Vc 逐步升高，以完成电路的软启动过程），其 PWM 反馈控制回路由 Rc、比 较器 A1 和 F1 等元件组成，控制极电压 Vc 为控制电路提供电源，同时也是 PWM 反馈控制回路的偏置电压，比较器 A2 的基准电压设置为 5.7V，当 Vc 高于 5.7V 时，A2 输出高电平，与此同时 PWM 控制电流经电阻 R 与振荡器输出的锯齿波电流 分别输入 PWM 比较器 A4 的+/-输入端，这时因反馈电流较小从 A3 反向端输入的 锯齿波信号经门电路 G3 和 G4 送至 RS 触发器 B2 的复位端+在锯齿波信号和时钟 信号的共同作用下 RS 触发器的输出端 Q 被置为高电平，门极驱动信号（PWM 信号） G6，G7 两次反相，送到开关管 F2 的栅极，开关管处于开关状态，当电路启动结束时 Vc 升至门限电压 4.7V，A2 输出高电平驱动电子开关动作，控制电路的供电切换至内部电源；正常工作时 TOPSwitch 器件通过外围电路形成电压负反馈闭 环控制，调节开关管的占空比实现输出电压的稳定。 2.3TOPSwitch-II 的内部框图 TOPSwitch 器件具有关断/自动重启动电路功能，即当调节失控时立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已排除就自动重启动回到正常状态工作。在自启动阶段（控制极电压 Vc 低于门限电压 5.7V 时），控制电路处于低功耗的待命状态，此时由于比较器 A2 的滞回特性，电子开关频繁地在高压电流源和内部电源之间进行切换，使得 Vc 值保持在 4.7-5.7V 之间。自启动电路由一个 8 分频计数器完成延时功能，阻止输出级 MOSFET 管 F2 连续导通，直到 8 个充/放电周期完全结束后才能再次导通。TOPSwitch 器件通过预置 V1m 值来实现过流保护。TOPSwitch器件内部还设有过热保护电路，当芯片结温大于 135 度时关断输出级（MOSFET），以此来实现过热保护目的。 2.3.2 单片开关电源电路基础原理 TOPSWitch-II 单片开关电源典型电路如图 2.4 所示。高频变压器在电路中具 备能量存储、隔离输出和电压变换着三种功能。由图可见，高频变压器触及绕组 Np 的极性（同名端用黑圆点表示），恰好与次级绕组 Ns、反馈绕组 NF 的极性相反。这表明在 TOPSWitch-II 导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此 VD2 截止。当 TOPSWitch-II 截止时 VD2 导通，能量传输给次级，刺激反击是开关电源的特点。图中，BR 为整流桥，CIN 为输入端滤波电容。交流电压 u 经过整流滤波后得到直流高压 UI，经初级绕组加至 TOPSWitch-II 的漏极上。鉴于在 TOPSWitch-II 关断时刻，由高频变压器漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压 UI 和感应电压 UOR 上，可是功率开关管漏籍电压超过 700V 而损坏芯片；为此在初级 绕组两端增加漏极钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管（VDZ1）、 阻塞二极管（VD1）组成，VD1 应采用超快二极管（SRD）。VD2 为次级整流管，COUT 是输出端滤波电容。 目前国际上流行采用配稳压管的光耦反馈电路。反馈绕组电压经过 VD3、CF 整流滤波后获得反馈电压 UFB，经光耦合器重的光敏三极管给 TOPSWitch-II 的控 制端提供偏压，CT 是控制端 C 的旁路电容。设稳压管 VDZ2 的稳定电压为 UZ2，限 流电阻 R1 两端的压降为 UR，光耦合器中 LED 发光二极管的正向压降为 UF，输出电压 Uo 由下式设定： Uo=UZ2+UF+UR（2.1） 则其稳压原理简述如下：当由于某一些原因致使 Uo 升高时，因 UZ2 不变，故 UF 随之升高，使 LED 的工作电流 IF 增大，再通过光耦合器使 TOPSWitch-II 控制端 电流 Ic 增大。但因 TOPSWitch-II 的输出占空比 D 与 Ic 成反比，故 D 减小，这就迫使 Uo 降低，达到稳压目的。反之亦然[3]。 2.4 单片开关电源典型电路 3 章单片开关电源的设计 3.1 概述 开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电视电声、 计算机等许多电子设备中得到了广泛的使用。为了进一步追求开关电源的小型化 和低成本，人们不断研制成功一些复合型单片开关电源集成电路芯片。如美国电 源集成公司（ PowerIntegrationsInc，简称 PI 公司或 Power 公司）推出的 TOPSwitch-II 器件就是这里面的代表。TOPSwitch-II 器件集 PWM 信号控制电路及 功率开关场效应管（MOSFET）于一体，只要配以少量的外围元器件，就可构成一 个电路结构简单整洁、成本低、稳定性很高、制作及调试方便的单端反激式单片开关电 源。 3.2 单片开关电源电路参数的设定 下面将比较详细的叙述这些参数求得过程并完成电子表格。 (1)确定开关电源的基本信息参数 ○1交流输入电压最小值 umin=85V ○2交流输入电压最大值 umax=265V ○3电网频率 fL=50Hz ○4开关频率 f=100kHz ○5输出电压 Uo=24V ○6输出功率 Po=50W ○7电源效率 η=85% ○8损耗分配系数 Z：Z 代表次级损耗和总损耗的比值。在极端情况下，Z=0 表示全部损耗发生在初级，Z=1 则表示全部损耗发生在次级。在此，我们选取 Z=0.5。 (2)反馈电路类型及反馈电压 UFB 的确定 我们可参照表 1 中的数据确定参数，因为我们采用配 TL431 的光耦反馈电路， 所以 UFB 的值便一目了然。 (3)输入滤波电容 CIN、直流输电压最小值 UImin 的确定 由表 2 可知在通用 85~265V 输入时，CIN、UImin 的值都可大概确定，其中， 我们确定 UImin 的值为 90V，而输入滤波电容的准确值不能从此表中得出。 输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CIN 值选的过低，会使 UImin 的值大幅度的降低，而输入脉动电压 UR 却升高。但 CIN 值取得过高。会增加电容器成 本，而且对于提高 UImin 值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍 CIN 准确值的方法。 表 1 反馈电路的类型及 UFB 的参数值 反馈电路类型 UFB/V Uo 的准确度/（%） Sv/（%） SI/（%） 基本反馈电路 5.7 ±10 ±1.5 ±5 改进型基本反馈电路 27.7 ±5 ±1.5 ±2.5 配稳压管的光耦反馈电路 12 ±5 ±0.5 ±1 配 TL431 的光耦反馈电路 12 ±1 ±0.2 ±0.2 表 2 确定 CIN、UImin 值 u/V Po/W 比例系数/（μF/W） CIN/μF UImin/V 固定输入：100/115 已知 2~3 （2~3）·Po 值 ≥90 通用输入：85~265 已知 2~3 （2~3）·Po 值 ≥90 固定输入：230±35 已知 1 Po 值 ≥240 我们用以下式子获得准确的 CIN 值： （3.1） 在宽范围电压输入时，umin=85V，取 UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W， η=85%， 一 并 带 入 式 （ 3.1） 求 出 CIN=129.69μF， 比 例 系 数 CIN/Po=129.69μF/50W=2.6μF/W，这恰好在（2~3）μF/W 允许的范围以内。 (4)确定 UOR、UB 的值 3 确定 UOR、UB 值 u/V 初级感应电压 UOR/V 钳位二极管反向击穿电压 UB/V 固定输入：100/115 60 90 通用输入：85~265 135 200 固定输入：230±35 135 200 当 TOPSwitch-II 关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级 上。感应电压 UOR 就与 UI 相叠加后，加至内部功率开关管（MOSFET）的漏极上。 与此同时，初级漏感也释放能量，并在漏极上产生尖峰电压 UL。由于上述不利情 况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用 TVS 器件来 吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和（UI+UOR+UL）低于 MOSFET 的漏- 源击穿电压 U(BR)DS 值。 (5)根据 UImin 和 UOR 来确定最大占空比 Dmax Dmax 的计算公式为 （3.2） 已知 UOR=135V， UImin=90V，将 UDS(ON)设为 10V，一并代入式（ 3.2），求得Dmax=62.79%，这与典型值 67%已经很接近了。Dmax 随 u 的升高而减小。 (6)确定初级纹波电流 IR 与初级峰值电流 IP 的比值 KRP 定义比例系数（3.3） 表 4 根据 u 来确定 KRP KRP u/V 最小值（连续模式） 最大值（不连续模式） 固定输入：100/115 0.4 1.0 通用输入：85~265 0.4 1.0 固定输入：230±35 0.6 1.0 由表 4 可确定 KRP=0.4 (7)确定初级波形参数 ○1输入电流的平均值 IAVG （3.4） 已知 Po=50W，η=85%，UImin=90V，求得 IAVG=0.65A ○2初级峰值电流 IP （3.5） IAVG=0.65A，KRP=0.4，Dmax=62.79%代入式（3.5）得，IP=1.29A ○3初级脉动电流 IR 由式（3.3）可得 IR=KRP·IP=0.4×1.29A=0.52A ○4初级有效值电流 IRMS （3.6） IP=1.29A，Dmax=62.79%，KRP=0.4 代入式（3.6）的得，IRMS=0.83A (8)芯片及结温的确定 所选芯片的极限电流最小值 ILIMT（min）应满足下式 ILIMT（min）≥IP/0.9（3.7） ILIMT（min）≥1.43A，于是我们就选取了 TOP225Y TJ 由下式确定 （3.8） TOP225 的设计功耗为 1.7W，=20℃/W，TA=40℃，代入式（3.8）得 TJ=74℃。一 般来说，TJ 应在 25℃到 100℃之间，才能使开关电源长期正常运行。 (9)初级电感量 Lp 的计算 在每个开关周期内，由初级传输给次级的磁场能量变化范围是 ?LpIp2～?Lp（Ip-IR）2。初级电感量由下式决定： （3.9） 式中，Lp 的单位是 μH。已知开关电源的输出功率为 50W，初级脉动电流与峰值 电流的比例系数 KRP=0.4，开关频率 f=100kHz，损耗分配系数 Z=0.5，电源效率 η=85%，IP=1.29A，将这些数值代入式（3.9）得 Lp=1021.79μH (10)选择高频变压器并查找其参数 可从设计手册中查出，当 Po=50W 时可供选择的铁氧体磁芯型号。若用常规 漆包线 型，型号中的数字表示磁芯长度 A=30mm 或 35mm。 型磁芯的价格低，磁损耗低且适应能力强。若采用三重绝缘线 型磁芯。在此我们采用常规漆包线 型磁心。由手册中查出 SJ=1.09cm2， l=5.77cm，AL=4.69μH/匝2，b=13.7mm。 (11)计算次级匝数 Ns 对于 100V/115V 交流输入，次级绕组可取 1 匝/V；对于 230V 交流或宽范围 输入应取 0.6 匝/V。现已知 u=85~265V，Uo=24V，考虑到在次级肖特基二极管上 还有 0.4V 的正向导通压降 UF1，因此次级匝数为（ Uo+UF1） × 0.6 匝 /V= （24V+0.4V）×0.6 匝/V=14.64 匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成 压降，实取 Ns=15 匝。 (12)计算初级匝数 Np （3.10） 已知 Ns=15 匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=0.4V，将这些值一同带入式（3.10），可求得 Np=82.99，实取 83 匝。 (13)计算反馈绕组匝数 （3.11） 配有 TL431 的光耦反馈电路 UFB 一般取 12V，UF2 取 0.7V，UF1=0.4V，Ns=15， 将这些值连同 Uo=24V 一起带入式（3.11），求得 NF=7.8 匝。实取 8 匝。(14)根据初级层数 d、骨架宽度 b 和安全边距 M，用下式计算有效骨架宽度 bE=d（b-2M）(3.12) 暂且将 d 设为 2， M 取为 3mm， b=13.7mm，将其带入式（ 3.12）求得， bE=15.4mm 再利用下式计算初级导线的外径（带绝缘层）DPM： DPM=bE/NP（3.13） bE=15.4mm，NP=83 带入式（3.13）求得，DPM=0.19mm。扣除漆皮后，裸体导线)验证初级导线的电流密度 J 是不是满足初级有效值电流 IRMS=0.83A 之条件。计算电流密度的公式为 （3.14） DPm=0.15mm，IRMS=0.83A 代入式（3.14）中得到 J=7.22A/mm2。 J﹥10A/mm2，应选用较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架，使 J﹤ 10A/mm2。若 J﹤4A/mm2，宜选较细的导线和较小的磁芯骨架，使 J﹥4A/mm2，亦 可适当增加 NS 的匝数。 查表可知，与直径 0.15mm 接近的公制线mm 略粗一点，完全可满足规定的要求。因 φ0.14mm 的公制线规稍细，故不选用。 (16)计算磁芯中的最大磁通密度 BM （3.15） IP=1.29A，Lp=1021.79μH，Np=83 匝，磁芯有效横截面积 SJ=1.09cm2， 一并代入式（3.15）中，得到 BM=0.25T。 (17)磁芯的气隙宽度 式（3.16）中，δ 的单位是 mm。将 SJ=1.09cm2，Np=83 匝，Lp=1021.79μH，磁芯不留间隙时的等效电感 AL=4.69μH/匝 2 一并代入式（ 3.16）得到，δ=0.89mm。气隙 δ 应加在磁芯的磁路中心处，要求 δ≥0.051mm。 （3.16） (18)计算留有气隙时磁芯的等效电感 （3.17） Lp=1021.79μH，Np=83 匝代入式（3.17）得到，ALG=0.15μH/匝2。 (19)计算次级峰值电流 ISP 次级峰值电流取决于初级峰值电流 IP 和初、次级的匝数比 n，有公式 （3.18） 已知 IP=1.29A，Np=83，Ns=15，不难算出 n=5.5，代入式（3.18）得到 ISP=7.14A (20)计算次级有效值电流 ISRMS 次级纹波电流与峰值电流的比例系数 KRP 与初级完全相同，区别仅是对次级而言，KRP 反映的是次级电流在占空比为（1-Dmax）时的比例系数[5]。因此，计算次级有效值电流 ISRMS 时，需将式（2.6）中的 IRMS、Ip、Dmax 依次换成 ISRMS、ISP、（1-Dmax）。由此得到公式 （3.19） ISP=7.14A，Dmax=62.79%，KRP=0.4 代入式（3.19）中求得，ISRMS=3.52A。(21)计算出滤波电容上的纹波电流 IRI 先求出输出电流 Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）： （3.20） ISRMS=3.52A，Io=2.08A 代入式（3.20）中计算出，IRI=2.84A (22)计算次级裸导线.21）中求出，DSm=0.31mm。实选 φ0.315mm 的公制线规。 需要指出，当 DSm﹥0.4mm 时应采用 φ0.40mm 的两股导线双线并绕 Ns 匝。与单股粗导线绕制方法相比，双线并饶能增大次级绕组的等效横截面积，改善磁场耦合程度，减少磁场泄感及漏感。此外，用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值，降低功率损耗。 导线外径（单位是 mm）的计算公式为 （3.22） b=13.7mm，M=3，Ns=15 匝一并代入式（3.22）中得到，DSM=0.51mm。选用导线mm 而绝缘层外径 DSM≤0.51mm 的三重绝缘线)确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：U（BR）S、U（BR）FB 有公式 （3.23） （3.24） Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15 匝，Np=83 匝，NF=8 匝，分别代入式（3.23）和式（3.24）中计算出，U（BR）S=91.77V，U（BR）FB=48.14V。 5：设计 24V、50W 开关电源的电子数据表格 A B C D E F 1 输入 中间过程 输出 单位 参数说明 2 参数 数据 保留数据 计算结果 24V、50W 开关电源 3 umin 85 V 交流输入电压最小值 4 umax 265 V 交流输入电压最大值 5 fL 50 Hz 电网频率 6 f 100 kHz 开关频率 7 Uo 24 V 直流输出电压 8 Po 50 W 输出功率 9 η 85 % 电源效率 10 Z 0.5 损耗分配系数 11 UFB 12 V 反馈电压 12 tc 3 ms 整流桥导通时间 129. 13 CIN 7 μF 输入滤波电容 14 15 输入 TOPSWitch-II 的变量 16 UOR 135 V 初级绕组感应电压 17 UDS（ON） 10 V TOPSWitch-II 的漏-源导通电压 18 UF1 0.4 V 次级绕组肖特基整流管正向压降 19 UF2 0.7 V 反馈电路中高速开关整流管正向压降 20 KRP 0.4 % 初级绕组脉动电流 IR 与峰值电流 IP 比例系 数 21 22 输入高频变压器的结构参数 23 EE30 铁氧体磁芯型号 24 SJ 1.09 cm2 磁芯有效横截面积 25 l 5.77 cm 有效磁路长度 26 AL 4.69 μH/匝 磁芯不留间隙时的等效电感 27 b 13.7 mm 骨架宽度 28 M 3 mm 安全边距（安全边界宽度） 29 d 2 层 初级绕组匝数 30 Ns 15 匝 次级绕组匝数 31 32 直流输入电压参数 33 UImin 90 V 直流输入电压最小值 34 UImax 375 V 直流输入电压最大值 35 36 初级绕组电流波形参数 37 Dmax 62.79 % 最大占空比（对应于 umin 时） 38 IAVG 0.65 A 输入电流平均值 39 IP 1.29 A 初级绕组峰值电流 40 IR 0.52 A 初级绕组脉动电流 41 IRMS 0.83 A 初级绕组有效电流值 42 43 变压器初级绕组设计参数 44 LP 1021.79 μH 初级绕组电感量 45 NP 83 匝 初级绕组匝数 46 NF 8 匝 反馈绕组匝数 47 ALG 0.15 μH/匝 磁芯留间隙后的等效电感 48 BM 0.25 T 最大磁通密度（BM=0.2~0.3T） 49 BAC 0.2 T 磁芯损耗交流磁通密度（峰-峰值×0.5） 50 μr 1976 磁芯无气隙时的相对磁导率 51 δ 0.89 mm 磁芯的气隙宽度（δ≥0.051mm） 52 α 16.85 mm 有效骨架宽度 53 DPM 0.19 mm 初级绕组导线的最大外径（带绝缘层） 54 e 0.05 mm 估计的绝缘层总厚度(厚度×2) 55 DPm 0.15 mm 初级绕组导线 mm 初级绕组导线 初级绕组导线A/mm2 59 60 变压器次级绕组设计参数 61 ISP 7.14 A 次级绕组峰值电流 62 ISRMS 3.52 A 次级绕组有效值电流 63 IO 2.08 A 直流输出电流 64 IRI 2.84 A 输出滤波电容上的纹波电流 65 66 SSmin 0.546 mm2 次级绕组线 mm 次级绕组导线 mm 次级绕组导线 mm 次级绕组导线最大直径（带绝缘层） 70 NSS 0.39 mm 次级绕组绝缘层最大厚度 71 72 电压极限参数 73 UDmax 573 V 最高漏极电压估算值（包括漏感的作用） 74 U（BR）S 91.77 V 次级绕组整流管最高反向峰值电压 75 U（BR）FB 48.14 V 反馈电路整流管的最高反向峰值电压 (24)部分参数的补充 ○1对于表 5 中交流磁通密度有两个计算公式： （3.25） （3.26） 式中最大磁通密度 BM=0.25T，KRP=0.4，代入式（3.25）算出 BAC=0.2。式（3.26）可作为验证公式[7]。 ○2磁芯无气隙时的相对磁导率 与磁芯不留间隙时的等效电感 AL、有效磁路长度 l、磁芯有效横截面积 SJ 之 间，存在下述关系式 （3.27） AL=4.69μH/匝，l=5.77cm，SJ=1.09cm2，代入式（3.27）得到=1.98μH/匝 cm 3.3 单片开关电源中电子元器件的选择 3.3.1 选择钳位二极管和阻塞二极管 (1)瞬态电压抑制器的工作原理 瞬 态 电 压 抑 制 器 亦 称 瞬 变 电 压 抑 制 二 极 管 ， 其 英 文 缩 写 为TVS(TransientvoltageSuppressor)，是一种新型过压保护器件。由于它的响应速度极快、钳位电压稳定、体积小、价格低，因此可作为各种仪器仪表、自控装 置和家用电器中的过压保护器。还可用来保护单片开关电源集成电路、MOS 功率 器件以及其他对电压敏感的半导体器件[10]。 瞬态电压抑制器是一种硅 PN 结器件，其外型与塑封硅整流二极管相似，见 3.1 中（a）。常见的封装形式有 DO－41、A27K、A37K，它们在 75℃以下的额定脉冲功率分别为 2W、5W、15W，在 25℃、1/120s 条件下可承受的浪涌电流分别可达 50A、80A、200A。外观尺寸有 ?2.7×5.2、?5.0×9.4（mm）等规格。其钳位电压从 0.7V 到 3kV。TVS 的符号与稳压管相同，见图 3.1 中（b），伏安特性如图 3.1 中（c）所示。图 3.1 中(c)中，UB、IT 分别为反向击穿电压（即钳位电压）、测试电流。UR 为导通前加在器件上的最大额定电压。有关系式 UR≈0.8UB。IR 是最大反向漏电流。Uc 是在 1ms 时间内器件可承受的最大峰值电压。 有关系式UCUBUR。IP 是瞬时脉冲峰值电流。因 IP、IT、IR 分别属于 A、mA、μA 这三个数量级，故 IPITIR。TVS 的峰值脉冲功率 PP 与干扰脉冲的占空比（D）以及环境和温度（TA）有关。当 D↓时 PP↑，反之亦然。而当 TA↓时 PP↑。PP 值通常是在脉宽 1ms、脉冲上升沿为 10μs、D=0.01％的条件下测出的，使用时不允许超出此值。 （a）外形（b）符号（c）伏安特性 图 3.1 瞬态电压抑制器 瞬态电压抑制器在承受瞬态高电压（例如浪涌电压、雷电干扰、尖峰电压） 时，能迅速反向击穿，由高阻态变成低阻态，并把干扰脉冲钳位于规定值，从而 保证电子设备或元器件不受损坏。钳位时间定义为从零伏达到反向击穿电压最小值所需要的时间。TVS 的钳位时间极短，仅 1ns，所能承受的瞬态脉冲峰值电流却高达几十至几百 A。其性能要优于压敏电阻器（VSR），且参数的一致性好。 (2)阻塞二极管 ○1反向恢复时间 tIr 反向恢复时间 tIr 的定义是电流通过零点由正向转向反向，再由反向转换到规定低值的时间间隔。它是衡量高频整流及续流器件性能的重要技术指标。反向 电流的波形如图 3.2 所示。图 3.2 中，IF 为正向电流，IRM 为最大反向恢复电流， tIr 为反向恢复电流，通常规定 Irr=0.1IRM。当 t≤t0 时，iF=IF。当 tt0 时， 由于整流管上的正向电压突然变成反向电压，因此正向电流迅速减小，在 t=t1 时刻，iF=0。然后整流管上流过反向电流 iR，并且 iR 逐渐增大；在 t=t2 时刻达 到最大反向电流 IRM。此后反向电流逐渐减小，并且在 t=t3 时刻达到规定值 Irr。从 t2 到 t3 的反向恢复过程与电容器放电过程有相似之处。由 t1 到 t3 的 时间间隔即为反向恢复时间 trr。 图 3.2 反向恢复电流的波形 ○2快恢复二极管的结构特点 快恢复二极管的内部结构与普通二极管不同，它是在 P 型、N 型硅材料中增加了基区 I，构成 P－I－N 硅片。由于基区很薄，反向恢复电荷很小，不仅大大减小 trr 值，还降低了瞬态正向电压，使管子能承受很高的反向工作电压。快恢复二极管的反向恢复时间一般为几百 ns，正向压降为 0.6～0.7V，正向电流是几 A 至几 kA，反向峰值电压可达几百 V 至几 kV。超快恢复二极管则是在快恢复二极管基础上发展而成的，其反向恢复电荷进一步减小，trr 值可低至几十 ns。20A以下的快恢复二极管及超快恢复二极管大多采用 TO-220 封装。从内部结构看，可分成单管、对管两种。对管内部包含两只快恢复或超快恢复二极管，根据两只二极管接法的不同，又有共阴对管、共阳对管之分。几十 A 的快恢复、超快恢复二极管一般都会采用 TO-3P 金属壳封装，更大容量（几百 A 至几 kA）的管子则采用螺栓型或平板型封装[3]。 (3)关于钳位二极管和阻塞二极管的选取 对于像 TOPSwitch-II 这样的中低功率类型单片开关电源，可选 UB=180V 的瞬态电压抑制器。对于钳位二极管和阻塞二极管的选取参见表 6： 表 6 钳位二极管和阻塞二极管的选取 u/V 钳位电压 UB 钳位二极管（TVS） 阻塞二极管（SRD） 100/115 90 P6KE91（91V/5W） BYV26B（400V/1A） 85～265 200 P6KE200（200V/5W） BYV26C（600V/1A） 230±35 200 P6KE200（200V/5W） BYV26C 对于 TVS 和阻塞二极管，还可以选取其它型号的管子，如表 7 和表 8 所示： 表 7 单片开关电源常用 TVS 的型号 型号 Un/V P/W t/ns P6KE91 91 5 1 P6KE150 150 5 1 P6KE200 200 5(600*) 1 BZY97-C120 120 1.5 1 BZY97-C200 200 1.5 1 BZT03-C120 120 3.25 1 表 8 阻塞二极管选取原则 单片开关电源集成电路 阻塞二极管的反向耐压 超快恢复二极管型号示例 TOP100 系列 400 UF4004 BYV26B MUR140 TOP200 系列 600 UF4005 BYV26C MUR160 TOPSwitch-II 系列 600 UF4005 BYV26C MUR160 3.3.2 输出整流管的选取 开关电源的输出整流管宜采用肖特基二极管，这有利于提高电源效率。典型 产品有 Motorola 公司生产的 MBR 系列肖特基二极管。所选肖特基管一定要满足条 件 URM≥2U（BR）S（3.28） Id≥3IOM（3.29） 式（3.28）中次级整流管的最大反向峰值电压 2U（BR）S 由式（3.30）决定： （3.30） 单片开关电源的输出电压 Uo=24V，最大连续输出电流 IOM=2.08A，最大输出功率 POM=50W。已知高频变压器的初级匝数 NP=83 匝，次级匝数 Ns=15 匝，直流输入电压最大值 UImax=375V（对应于交流输入电压最大值 umax=265V）。由式（3.30） 可计算出 U(BR)S=91.78V。再根据式（3.28）求得 URM≥183.5V。将 IOM=2.08A 代入式（3.29）中得到 Id≥6.24A。 需要指出，肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过 100V，仅适合作低 压、大电流整流用。当 UO≥30V 时，须用耐压 100V 以上的超快恢复二极管来代 替肖特基二极管，此时电源效率略有下降。此时 U(BR)S=91.78V，URM≥183.5V，已不再适合采用肖特基二极管，如上所述，采用耐压 100V 以上的超快恢复二极管。 由表 9 可选出合适的二极管： 表 9Motorola 公司部分型号的超快恢复二极管数据表 二极管类型 产品型号 URM/V Id/A TIr/ns 厂家 MUR410 100 4 MUR420 200 4 输出整流管 MUR810 100 8 Motorola MUR820 200 8 MUR1610 100 16 35 由表 9 我们选出 MUR820 型超快恢复二极管，其 URM=200V﹥183.5V，Id=8A﹥6.24A，TIr=30ns﹥10ns，电源效率会稍微下降。 3.3.3 输出滤波电容的选取 输出滤波电容 C2 上的纹波电流很大，在前面已求出 IRI=2.84A，进而求出 C2 上的功率损耗 （3.31） 式（3.31）中 r0 为滤波电容的等效串联电阻（ESR）。它表示在电容器的等效电路中，与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻，简称串联损耗电阻，在此我们将 其值取为 2.4Ω，则可计算出功率损耗 P=19.36W。 输出纹波电压由式（3.32）决定 URI=ISP·r0（3.32） 计算出 URI=17.14V。 在固定负载的情况下，通过 C2 的交流电流标称值一定要满足以下条件： （3.33） 即=（1.5~2）IRI=（1.5~2）×2.84A∈（4.26~5.28）。通过查手册我们确定选取 COUT=1000μF/35V。 3.3.4 反馈电路中整流管的选取 10 中的 URM（已知：≥183.5V）为整流管最高反向工作电压，前面已知，其值为 48.14V，要求如表 10，由表可知选 Philips 公司的 BAV21 较为贴切。 10 选择反馈电路中的整流管 整流管类型 整流管型号 URM/V 生产厂家 玻封高速开关硅二极管 1N4148 75 国产 BAV21 200 Philips 公司 超快恢复二极管 UF4003 200 GI 公司 3.3.5 反馈滤波电容的选择 反馈滤波电容应取 0.1μF/50V 陶瓷电容器。 3.3.6 控制端电容及串联电阻的选择 控制端电容一般取 47μF/10V，普通电解电容器即可。与之相串联的电阻可选 6.2Ω、1/4W，本设计采用连续模式，此电阻不可省略。 3.3.7TL431 型可调式精密并联稳压器的选择 TL431 是由美国德州仪器公司（TI）和摩托罗拉公司生产的 2.50～36V 可调 式精密并联稳压器。其性能优良，价格低，可大范围的使用在单片精密开关电源或精密线性稳压电源中。此外，TL431 还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。目前在单片精密开关电源中，普遍用它来构成外部误差放大器，再与线性光耦合器组成隔离式光耦反馈电路 。 TL431 系列新产品包括TL431C、TL431AC、TL431I、TL431AI、TL431M、TL431Y，共 6 种型号。它属于三端可调式器件，利用两只外部电阻可设定 2.50～36V 范围内的任何基准电压值。 TL431 的电压温度系数 αT=30×10－6／℃（即 30ppm／℃）。其动态阻抗低，典型值为 0.2Ω。阴极工作电压 UKA 的允许范围是 2.50～36V，阴极工作电流 IKA=1～ 100mA。TL431 大多采用 DIP-8 或 TO-92 封装形式，管脚排列分别如图 3.3 所示。 图中，A 为阳极，使用时需接地。K 为阴极，需经限流电阻接正电源。UREF 是输 出电压 Uo 的设定端，外接电阻分压器[11]。NC 为空 TL431 的等效电路见图 3.4，最重要的包含 4 部分： 3.3TL431 的电路符号与基本接线)误差放大器 A，其同相输入端接从电阻分压器上得到的取样电压，反相输入端 则接内部 2.50V 基准电压 Uref，并且设计的 UREF=Uref，UREF 端常态下应为 2.50V，因此亦称基准端； (2)内部 2.50V（准确值应为 2.495V）基准电压源 Uref； (3)NPN 型晶体管 VT，它在电路中起到调节负载电流的作用； (4)保护二极管 VD，可防止因 K、A 间电源极性接反而损坏芯片。TL431 的电路符 号和基本接线 所示。它相当于一只可调式齐纳稳压管，输出电压由外部精 密电阻 R1 和 R2 来设定，有公式 Uo=UKA=（1＋R1／R2）（3.34） R3 是 IKA 的限流电阻。TL431 的稳压原理可分析如下：当由于某一些原因致使 Uo↑时，取样电压 UREF 也随之升高，使 UREFUref，比较器输出高电平，令 VT 导通，Uo↓。反之，Uo↓→UREF↓→UREFTL431 可大范围的使用在单片开关电源中，作 为外部误差放大器，构成光耦反馈式电路。其工作原理是当输出电压 Uo 发生波 动时，经电阻分压后得到的取样电压就与 TL431 中的 2.5V 带隙基准电压进行比 较，在阴极上形成误差电压，使 LED 的工作电流 IF 产生相应变化，再通过光耦 去改变控制端电流 IC 的大小，调节 TOPSwitch-II 的输出占空比，使 Uo 不变，达到稳压目的。 3.3.8 光耦合器的选择 光耦合器（OpticalCoupler，英文缩写为 OC）亦称光电隔离器或光电耦合器， 简称光耦。它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常把发光器（红外线发光二 极管 LED）与受光器（光敏半导体管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时 发光器发出光线，受光器接受光线之后就产生光电流，从输出端流出，以此来实现 了“电—光—电”转换。普通光耦合器只能传输数字（开关）信号，不适合传输 模拟信号。近年来问世的线性光耦合器能够传输连续变化的模拟电压或模拟电流 信号，使其应用领域大为拓宽。 (1)光耦合器的性能特点 光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端完全实现了电气隔离， 抗干扰能力强，常规使用的寿命长，传输效率高。它大范围的使用在电平转换、信号隔离、级 间隔离、开关电路、远距离信号传输、脉冲放大、固态继电器(SSR)、仪器仪表、 通信设施及微机接口中。在单片开关电源中，利用线性光耦合器可构成光耦反馈 电路，通过调节控制端电流来改变占空比，达到精密稳压目的。 光耦合器的技术参数主要有发光二极管正向压降 VF、正向电流 IF、电流传 输比 CTR、输入级与输出级之间的绝缘电阻、集电极-发射极反向击穿电压 V(BR)CEO、集电极-发射极饱和压降 VCE(sat)。此外，在传输数字信号时还需考 虑上升时间、下降时间、延迟时间和存储时间等参数。 电流传输比是光耦合器的重要参数，通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流 IC 与直流输入电流 IF 的百分比。其公式为： （3.35） 采用一只光敏三极管的光耦合器，CTR 的范围大多为 20%～300%（如 4N35）， PC817 则为 80%～160%，达林顿型光耦合器（如 4N30）可达 100%～5000%。这表明欲获得同样的输出电流，后者只需较小的输入电流。因此，CTR 参数与晶体 管的 hFE 有某种相似之处。线性光耦合器与普通光耦合器典型的 CTR-IF 特性曲线 中的虚线 光耦合器 CTR-IF 特性曲线 可见，普通光耦合器的 CTR-IF 特性曲线呈非线性，在 IF 较小时的非线性失真尤为严重，因此它不适合传输模拟信号。线性光耦合器的 CTR-IF 特性曲线拥有非常良好的线性度，特别是在传输小信号时，其交流电流传输比(ΔCTR＝ΔIC/ΔIF)很接近于直流电流传输比 CTR 值。因此，它适合传输模拟电压或电流 信号，能使输出与输入之间呈线性关系。这是其重要特性。 (2)线性光耦合器的选取原则 在设计光耦反馈式开关电源时必须正确选择线性光耦合器的型号及参数，选 取原则如下： ①光耦合器的电流传输比(CTR)的允许范围是 50%～200%。这是因为当 CTR＜ 50%时，光耦中的 LED 就需要较大的工作电流(IF＞5.0mA)，才能正常控制单片开 关电源 IC 的占空比，这会增大光耦的功耗。若 CTR＞200%，在启动电路或者当负 载发生突变时，有可能将单片开关电源误触发，影响正常输出。 ②推荐采用线性光耦合器，其特点是 CTR 值能够在一些范围内做线性调整。 ③由英国埃索柯姆(Isocom)公司、美国摩托罗拉公司生产的 4N××系列(如 4N25、 4N26、4N35)光耦合器，目前在国内应用地十分普遍。鉴于此类光耦合器呈现开 关特性，其线性度差，适宜传输数字信号(高、低电平)，因此不推荐用在开关电 源中。 经过计算 CTR=126%，故采用 Motorola 公司的 CNY17-3 型光耦管。 3.3.9 自恢复保险丝的选择 (1)自恢复保险丝的原理及特点 自恢复保险丝（ResettableFuse）的英文缩写为 RF。它是 20 世纪 90 年代问 世的一种新型过流保护器件。传统的保险丝属于一次性过流保护器，使用很不方 便。美国硅谷的瑞侃（Raychem）公司最近研制成功由聚合物（polymer）掺加导 体而制成的自恢复保险丝，圆满地解决了上述难题。它具有体积小、种类规格齐 全、开关特性好、能自行恢复、反复使用、不需维修等优点。其中，RXE 系列为圆片形，RUE 系列属方形，miniSMD 为小型化表面安装器件，SRP 系列为片状[17]。自恢复保险丝具有开关特性，亦称之为聚合物开关（polyswitch）。内部由高分子晶状聚合物和导电链构成。由于聚合物能将导电链紧密地束缚在晶状结构上，因此常态下的电阻非常低，仅为零点几 Ω 左右。当工作电流通过自恢复保险丝时所产生的热量很小，不会改变聚合物内部的晶状结构。当发生短路故障时，电流急剧增大，导电链产生的热量使聚合物从晶状胶体变成非晶状胶体，原本被束缚的导电链便自行分离断裂，器件的电阻值就迅速增加几个数量级，呈开路状态，立即将电流切断，起到保护作用。而一旦过流故障被排除掉，器件很快又恢复成低阻态。正是这种“低阻（通态）超高阻（断态）”的可持续转换，才使之能反复使用而无须更换。 自恢复保险丝的电阻－温度特性如图 3.6 所示，共分 5 个阶段：当温度较低时，其发热量与散热量达到动态平衡（阶段 1）；即使电流稍大或环境和温度略微升高，增加的热量仍可散发到空气中（阶段 2）；但是，若电流进一步增大（阶段 3），直至发热量大于散热量时（阶段 4），自恢复保险丝的温度就会迅速升高，很小的气温变化量就会造成电阻值急剧增大，阻挡住电流通过，保护设备免受损害；阶 5 则属于禁用区。在过流故障消除后的几 s 之内，随着温度的降低，电阻值又迅速减小。 图 3.6 电阻温度特性 需要指出，自恢复保险丝也具有正温度系数（PTC）特性，但与具有正温度系数 特性的热敏电阻有着本质区别。它属于高分子聚合物－导体，而 PTC 元件是由钛 酸钡与稀土元素烧结而成的陶瓷材料；此外 PTC 元件在常温下的电阻值较大，不 适合作保险丝使用。 (2)自恢复保险丝的选取 表 11 部分型号自恢复保险丝参数 产品型号 工作电压最大值（V） 中断电流最大值（A） 功耗（W） MF-R 16-60 40-100 0.22-4.5 MF-RX 60 40 1.5-3.2 MF-MSMF 6-60 40-100 0.8 MF-NSMF 6-30 10-100 0.8 已知所设计电路的 Uo=24V，Io=2.08A，故选用 MF-NSMF 型号的保险丝。 3.4 单片开关电源保护电路的设计 3.4.1 输出过电压保护电路的设计 电路图如图 3.7 所示。这里是用两只 PNP 和 NPN 型晶体管 VT1、VT2，来构成 分立式晶闸管（SCR），其三个电极分别为阳极 A、阴极 K、门极（又称控制极） G。反馈电压 UFB 经稳压管 VDZ2 和电阻 R1 分压后提供门极电压 UG。正常情况下 UG 较低，SCR 关断。当次级出现过电压时， Uo↑→UFB↑→UG↑，就触发 SCR 并使之导通，进而使控制端电压 Uc 变成低电平， TOPSwitch-II 关断，起到保护作用。稳压管 VDZ2 的稳定电压与 VT2 的发射结电压之和等于（UZ2+UBE2），当 UFB﹥UZ2+UBE2 时，就进行过电压保护[2]。 图 3.7 输出过电压保护电路 3.4.2 输入欠电压保护电路的设计 适配光耦合器的输入欠电压保护电路如图 3.8 所示。 图 3.8 输入欠电压保护电路 当直流输入电压 UI 低于下限值时，经 R1、R2 分压后使 VT 的基极对地电压 UB ≤4.4V，于是 VT 和 VD4 均导通，迫使 Uc﹤5.7V，立即将 TOPSWitch-II 关断。 VT 的发射结电压 UBE=0.65V，VD4 导通压降 UF4=0.65V，芯片正常工作时 Uc 的 下 限 电 压 为 5.7V。 显 然 ， 当 VT 和 VD4 导 通 时 ， 基 极 电 压 UB=Uc-UBE-UF4=5.7V-0.65V-0.65V=4.4V，因此可将 UB=4.4V 作为 VT 的欠电压阀值。 有公式 （3.36） 欠电压值 U1=100V，故取 R1=1MΩ， 再与 UB=4.4V 一并带入上式计算出R2=46.0KΩ。若交流电压 u 突然发生掉电，U1 就随 C1 的放电而衰减，使 Uo 降低，一旦 Uo 降到自动稳压范围之外，C4 开始放电，同样可将 TOPSWitch-II 关断[4]。 （3.37） 3.4.3 软启动电路的设计 软启动电路如图 3.9 所示： 图 3.9 软启动电路 增加软启动电容 Css 可消除上电瞬间对电路造成的冲击，使输出电压平滑的升高。本设计采用图中光耦反馈式软启动电路。Css 可限制光耦合器中 LED 导通时的尖峰电流，进而限制占空比。正常工作时 Css 不起作用，断电后 Css 可限制经 R2 放电。软启动电容采用 4.7-47μF 电解电容器[9]。 3.4.4 电压及电流控制环电路 (1)电压控制环的设计 恒压源的输出电压由式（3.38）确定： UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(3.38) 式（3.38）中，UZ2=6.2V，UF=1.2(典型值)，需要确定的只是 R1 上的压降 UR1。令 R1 上的电流为 IR1，VT2 的集电极电流为 IC2，光耦输入电流(即 LED 工作电流)为 IF，显然 IR1=IC2=IF，并且它们随 u、IO 和光耦的电流传输比 CTR 值而变化。TOP225Y 的控制端电流 IC 变化范围是 2.5mA(对应于最大占空比 Dmax)～6.5mA(对应于最小占空比 Dmin)，现取中间值 IC=4.5mA。因 IC 是从光敏三极管的发射极流入控制端的，故有关系式 IR1=Ic/CTR(3.39) IC 和 CTR 值确定之后，很容易求出 IR1。单片开关电源须采用线性光耦合器，要求 CTR=80％～160％，可取中间值 120％。将 IC=4.5mA，CTR=120％代入式(3.39) 得出，IR1=3.75mA。令 R1=39Ω时，UR1=0.146V。最后代入式(3.38)计算出UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V=7.546V≈7.5V (2)电流控制环的设计 电流控制环由 VT1、VT2、R1、R3～R7、C8 和 PC817A 等构成。下面需最终算出恒定输出电流 IOH 的期望值。图中，R7 为 VT1 的基极偏置电阻，因基极电流很小，而 R3 上的电流很大，故可认为 VT1 的发射结压降 UBEI 全部降落在 R3 上。则 IOH=UBE1/R3(3.40) 利用下面二式可以估算出 VT1、VT2 的发射结压降： UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is)(3.41) UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is)(3.42) 式中，k 为波尔兹曼常数，T 为环境和温度(用热力学温度表示)，q 是电子电量。 TA=25℃时，T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC1 分别为 VT1、VT2 的集电极电流。 IS 为晶体管的反向饱和电流，对于小功率管，IS=4×10－14A。 因为前已求出 IR1=IF=IC2=3.75mA，所以 UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)=0.0262In(3.75mA/4×10-14A)=0.662V 又因 IE2≈IC2，故 UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0.375V，由此推导出 UR6=UR5＋UBE2=0.375V＋0 662=1.037V。取 R6=220Ω时，IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值来估算 UBE1，进而确定电流检测电阻 R3 的阻值： UBE1=0.0262In(4.71mA/4×10-14A)=0.668 R3=IBE1/IOH=0.668V/1.0A=0.668Ω 与之最接近的标称阻值为 0.68Ω。代入式(3.40)可求得 IOH=0.668V/0.68Ω=0.982 考虑到 VT1 的发射结电压 UBE1 的温度系数αT≈－21mV/℃，当环境和温度升高 25 ℃时，IOH 值降为 I＇OH=UBE1-‖αT‖·T/R3=0.668V-(2.1mV/℃)×25℃/0.68Ω=0.905A 恒流准确度为： γ=(I＇OH-IOH/IOH)·100%=(0.905-0.982/0.982）·100%=-7.8%≈-8%与设计指标相吻合。电压及电流控制环的单元电路如下图[12]： 图 3.10 电压及电流控制环电路 3.4.5 无损缓冲电路 图 3.11 无损缓冲电路 在变换器电路中，主二极管反向恢复时，会对开关管造成非常大的电流、电压 应力，引起很大的功耗，极易造成器件的损坏。为了抑制这种反向恢复电流，减 少损耗，而提出了一种无损缓冲电路，如图 3.11 所示。 其主要工作原理是，主开关 Q 开通时的 di/dt 应力、关断时的 dv/dt 应力分 别受 L1、C1 所限制，利用 L1、C1、C2 之间相互的谐振及能量转换，实现对主二极管 D 反向恢复电流的抑制，使开关损耗、EMI 大幅度减少。不仅如此，由于开通时 C1 上的能量转移到 C2，关断时 C2 和 L1 上的能量转移到负载，这种缓冲电路的损耗很低，效率很高[13]。 3.4.6 采用继电器保护的限流保护电路 3.12 是采用继电器 K 和限流电阻 R1 构成的防浪涌电流电路。 3.12 采用继电器的限流保护电路电路 电源接通瞬间，输入电压经整流（D1～D4）和限流电阻 R1 对滤波电容器 C1 充电，防止接通瞬间的浪涌电流，同时辅助电源 Vcc 经电阻 R2 对并接于继电器 K 线 上的电压达到继电器 K 的动作电压时，K 动作，其 触点 K1.1 闭合而旁路限流电阻 R1，电源进入正常运作时的状态[14]。限流的延迟时间 取决于时间常数（R2C2），通常选取为 0.3～0.5s。 3.4.7IGBT 驱动电路 如图 3.13 所示，为了使 IGBT 稳定工作，一般要求双电源供电方式，即驱动 电路要求采用正、负偏压的两电源方式，输入信号经整形器整形后进入放大级， 放大级采用有源负载方式以提供足够的门极电流。为消除可能出现的振荡现象， IGBT 的栅射极间接入了 RC 网络组成的阻尼滤波器[16]。此种驱动电路适用于小容 量的 IGBT。 3.13IGBT 驱动电路[21] 3.5 电磁干扰滤波器的设计 3.5.1 开关电源电磁干扰的产生机理 开关电源产生的干扰,按噪声干扰源种类来分,可分为尖峰干扰和谐波干扰两 种;若按耦合通路来分,可分为传导干扰和辐射干扰两种。现在按噪声干扰源来分 别说明： (1)二极管的反向恢复时间引起的干扰 高频整流回路中的整流二极管正向导通时有较大的正向电流流过,在其受反 偏电压而转向截止时,由于 PN 结中有较多的载流子积累,因而在载流子消失之前 的一段时间里,电流会反向流动,致使载流子消失的反向恢复电流急剧减少而发 生很大的电流变化(di/dt)。 (2)开关管工作时产生的谐波干扰 功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流。例如正激型、推挽型和桥式变换 器的输入电流波形在阻性负载时近似为矩形波,其中富有丰富的高次谐波分量。 当采用零电流、零电压开关时,这种谐波干扰将会很小。另外,功率开关管在截止 期间,高频变压器绕组漏感引起的电流突变,也会产生尖峰干扰。 (3)交流输入回路产生的干扰 无低频变压器的开关电源输入端整流管在反向恢复期间会引起高频衰减振 荡产生干扰。 开关电源产生的尖峰干扰和谐波干扰能量,通过开关电源的输入输出线传播 出去而形成的干扰称之为传导干扰;而谐波和寄生振荡的能量,通过输入输出线传 播时,都会在空间产生电场和磁场。这种通过电磁辐射产生的干扰称为辐射干扰。 (4)其他原因 元器件的寄生参数，开关电源的原理图设计不够完美，印刷线路板（PCB） 走线一般会用手工布置，具有很大的随意性，PCB 的近场干扰大，并且印刷板上 器件的安装、放置，以及方位的不合理都会造成 EMI 干扰[6]。 3.5.2 开关电源 EMI 的特点 作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高， 产生的干扰强度较大；干扰源大多分布在在功率开关期间以及与之相连的散热器和 高平变压器，相对于数字电路干扰源的位置较为清楚；开关频率不高（从几十千 赫和数兆赫兹），主要的干扰形式是传导干扰和近场干扰;而印刷线路板(PCB)走 线一般会用手工布线,具有更大的随意性,这增加了 PCB 分布参数的提取和近场干 扰估计的难度. 3.5.3EMI 测试技术 目前诊断差模共模干扰的三种方法：射频电流探头、差模抑制网络、噪声分 离网络。用射频电流探头是测量差模共模干扰最简单的方法，但测量结果与标准 限值比较要经过较复杂的换算。差模抑制网络结构相对比较简单，测量结果可直接与标准 限值比较，但只能测量共模干扰。噪声分离网络是最理想的方法，但其核心部件 变压器的制造要求很高 3.5.4 抑制干扰的措施 抑制开关电源的噪声可采取三方面的技术：一是滤波；二是变压器的绕制； 三是屏蔽。 (1)滤波 针对开关电源主要通过电源线向外传输噪声的特点，采用滤波技术抑制干扰， 可分为：交流侧滤波、直流侧滤波及其他一些辅助措施。 ○1交流侧滤波：开关电源的交流电源线输入端插入共模和差模滤波器，防止开关电源的共模和差模噪声传递到电源线中，影响电网中其它用电设备，同时 也抑制来自电网的噪声。交流侧滤波器如图 3.12 中 A、B、C、D 所示，其中 L 为 共模扼流圈，图 A、B 中的电容器 C 能滤除串模干扰。图 C、D 抑制电磁干扰的效 果更佳，图 C 中的 L、C1 和 C2 用来滤除共模干扰，C3 和 C4 用来滤除串模干扰， R 为泄放电阻，可将 C3 上积累的电荷泄放掉，避免因电荷积累而影响滤波特性； 断电后还能使电源的进线端 L、N 不带电，保证用户的安全。 ○2直流侧滤波：在开关电源的直流输出侧插入如图 E 所示的电源滤波器，它由共模扼流圈 L1、扼流圈 L2 和电容 C1、C2 组成。为避免磁芯在较大的磁场 强度下饱和而使扼流圈失去作用，扼流圈的磁芯一定要采用高频特性好且饱和磁场强度大的恒 μ 磁芯。 ○3其他：C3 为安全电容，能滤除初、次级绕组耦合电容引起的干扰。C8 和 R7 并联在 D7 两端，能防止 D7 在高频开关状态下产生自激振荡（振铃现象）；此 外，在二次侧整流滤波器上串联磁珠也有一定效果。TOPSwitch-Ⅱ由导通变成截 止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压，这是由于脉冲变压器漏感造 成的，通常用瞬态电压抑制器（TVS）D6 和超快恢复二极管（SRD）D5 组成的电路进行钳位，也有用 R、C 电路的，但效果要稍差一些。 3.12
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